高压变频器

发布时间:2009-09-22 来源:扬子工具集团 浏览次数:46152

在工业场合,前者主要是由于采用各种变流器后产生的谐波电流失真引起的,后者主
要是由于采用大量电感性负载,如异步电机引起的。所以功率因数的控制要从上述二
方面入手。
由于采用了三电平PWM 整流电路,整流器三相输入端和三电平变频器三相输出端
具有相似的电压波形,输入侧的电感(也有用高阻抗输入变压器的漏感代替的,比如变
压器设计为20%的漏感)能起到很好的滤波作用,对高次谐波电流的抑制作用尤为明
显,输入电流谐波失真为3%左右。有些方案,除了电感,还加上电容,组成LC 滤波
电路,输入谐波电流失真可达1%以下。在降低输入谐波同时,还解决了由于输入电流
畸变引起的功率因数下降问题。
对于位移功率因数的控制,则是通过图19 所示的功率因数控制电路实现的。通
过锁相环电路PLL,得到电网三相电压合成空间矢量s V
ρ
的位置角信号θ ,采取类似矢
量控制中磁场定向的办法,将输入电流空间矢量按电网电压空间矢量位置(参考坐标)
进行定向,在电网电压矢量同步旋转坐标系上,将输入电流矢量s I
ρ
分解为与电网电压
矢量同向和与之垂直的二个分量,前者代表输入电流的有功分量,后者代表无功分
量。在图中,直流母线电压给定信号*
d E 与直流母线电压反馈信号d E ,经过直流母线
电压调节器AVR,输出电流有功分量的给定值*
p I (通过调节输入电流的有功分量,即
可调节直流母线电压),该给定值与根据实际检测得到的电流经坐标变换得到的电流有
功分量反馈值p I 进行比较,经过电流调节器ACR,输出p V 。电流无功分量的给定值
*
q I 与根据实际检测电流经过坐标变换得到的电流无功分量反馈值q I 进行比较,经电流
调节器ACR,得到q V 。p V 和q V ,经过电压矢量计算,得到整流器输入的空间电压矢
量c V
ρ
,控制整流器功率开关的动作。
当*
q I =0 时,控制输入功率因数为1;当*
q I 为恒定值时,为恒无功功率控制模
式;当*
q I 跟随*
p I 正比变换,其比值保持恒定时,可实现恒功率因数控制方式。

图19 输入功率因数控制原理
2.4 三电平变频器的派生方案
三电平变频器的概念还可扩展到多电平,比如图20 所示的即为采用二极管
箝位结构的五电平变频器,其原理与三电平变频器大同小异,输出电压台阶数更多,
波形更好,在相同器件耐压下,可输出更高的交流电压,适合做成更高电压等级的变
频器,但器件的数量和系统的复杂性也大大增加了。

图20 二极管箝位式五电平变频器
除了前面提到的采用二极管箝位式的三电平或多电平变频器,还有采用电容飞跨
箝位式的多电平变频器,如图21 所示,限于篇幅,详细原理不再介绍。
图21 电容飞跨箝位式五电平变频器
3 单元串联多电平PWM 电压源型变频器
单元串联多电平PWM 电压源型变频器采用若干个低压PWM 变频功率单元串联的方
式实现直接高压输出。该变频器具有对电网谐波污染小,输入功率因数高,不必采用
输入谐波滤波器和功率因数补偿装置。输出波形好,不存在谐波引起的电机附加发热
和转矩脉动,噪音,输出dv/dt,共模电压等问题,可以使用普通的异步电机。
3.1 单元串联多电平变频器原理
单元串联多电平变频器采用若干个独立的低压功率单元串联的方式来实现高压输
出,其原理如图22a 所示。6KV 输出电压等级的变频器主电路结构如图22b。电网电压
经过副边多重化的隔离变压器降压后给功率单元供电,功率单元为三相输入,单相输
出的交直交PWM 电压源型逆变器结构(图22c),相邻功率
单元的输出端串接起来,形成Y 接结构,实现变压变频的高压直接输出,供给高压电
动机。每个功率单元分别由输入变压器的一组副边供电,功率单元之间及变压器二次
绕组之间相互绝缘。

图22 单元串联多电平变频器
a) 电压迭加原理 b)主电路结构 c)功率单元结构
对于额定输出电压为6KV 的变频器,每相由5 个额定电压为690V 的功率单元串
联而成,输出相电压最高可达3450V,线电压可达6KV 左右,每个功率单元承受全部
的输出电流,但只提供1/5 的相电压和1/15 的输出功率。当每相由3 个额定电压为
480V 的功率单元串联时,变频器输出额定电压为2300V,当每相由4 个额定电压为
480V 的功率单元串联时,变频器输出额定电压为3300V,当每相由5 个额定电压为
480V 的功率单元串联时,变频器输出额定电压为4160V,当每相由5 个额定电压为
1275V 的功率单元串联时,变频器输出额定电压为10KV 左右。所以,单元的电压等级
和串联数量决定变频器输出电压,单元的电流额定决定变频器输出电流。由于不是采
用传统的器件串联的方式来实现高压输出,而是采用整个功率单元串联,所以不存在
器件串联引起的均压问题。这种变频器的一个发展方向是采用额定电压较高的功率单
元,比如额定电压为1275V 的单元,单元内可采用3300V 的IGBT,以达到在满足输
入,输出波形质量要求的前提下,尽量减少每相串联单元的个数,降低成本。
输入变压器实行多重化设计,以达到降低输入谐波电流的目的。以6KV 变频器为
例,变压器的15 个副边,采用延边三角形接法,分为5 个不同的相位组,互差12°电
角度,形成30 脉冲的二极管整流电路结构,所以理论上29 次以下的谐波都可以消
除,输入电流波形接近正弦波,总的谐波电流失真可低于1%,见图23。即使对于每相
3 个功率单元串联的结构(2300V 电压等级),整流电路是18 脉冲结构,输入谐波电流
失真也在3%以下。在变压器副边分配时,组成同一相位组的每三个副边,分别给分属
于电机三相的功率单元供电,这样,即使在电机电流出现不平衡的情况下,也能保证
各相位组的电流基本相同,达到理想的谐波抵消效果。这种变频器不加任何谐波滤波

器就可以满足供电部门对电压和电流谐波失真的要求。由于采用二极管整流的电压源
型结构,电机所需的无功功率可由滤波电容提供,所以输入功率因数较高,基本可保
持在0.95 以上,不必采用功率因数补偿装置。
图23 单元串联多电平变频器输入波形
逆变器输出采用多电平移相式PWM 技术,同一相的功率单元输出相同幅值和相位
的基波电压,但串联各单元的载波之间互相错开一定电角度,实现多电平PWM,输出
电压非常接近正弦波。图24 为一6KV 电压等级变频器的输出电压和电流波形。每个电
平台阶只有单元直流母线电压大小,dv/dt 很小,使得电机绝缘不会受到影响。功率
单元采用较低的开关频率,以降低开关损耗,且可以不用浪涌吸收电路,提高变频器
的效率。由于采取多电平移相式PWM,等效输出开关频率很高,且输出电平数增加,
可大大改善输出波形,降低输出谐波,谐波引起的电机发热,噪音和转矩脉动都大大
降低。所以这种变频器对电机没有特殊的要求,可用于任何普通的高压电机,也可用
于旧电机,且不必降额使用。由于输出dv/dt 很低,不会产生输出电缆较长时行波反
射引起浪涌电压增加造成电机绝缘破坏问题,所以对变频器输出至电机之间的电缆长
度没有特殊限制。
图24 单元串联多电平变频器输出波形
与采用高压器件直接串联的变频器相比,采用这种主电路拓扑结构会使器件的数
量增加,对于6KV 变频器,共使用60 个低压IGBT,但低压IGBT 门极驱动功率较低,
其峰值值驱动功率不到5W,平均驱动功率不到1W,驱动电路非常简单。由于开关频率
很低,且不必采用均压电路和浪涌吸收电路,所以系统在效率方面仍具有较大的优
势,变频器效率可达98.5%以上,包括输入变压器和变频器的总体效率一般可高达
97%。由于功率单元采用电容滤波的电压源型结构,变频器可以承受30%的电源电压下

降而继续运行(降额运行),并且在电网瞬时断电5 个周期内还能满载运行。功率单元
中采用目前低压变频器中广泛使用的低压IGBT 功率模块,技术成熟,可靠。
由于采用二极管不可控整流电路结构,所以变频器对浪涌电压的承受能力较强,
雷击或开关操作引起的浪涌电压可以经过变压器(变压器的阻抗一般为8%左右),产生
浪涌电流,经过功率单元的整流二极管,给滤波电容充电,滤波电容足够吸收进入到
单元内的浪涌能量。另外,变压器原边安装了压敏电阻浪涌吸收装置,起到进一步保
护作用。而一般的电流源型变频器,输入阻抗很高,对浪涌电压的吸收效果就远远不
如电压源型变频器。
功率单元与主控系统之间通过光纤进行通讯,以解决强弱电之间的隔离问题和干
扰问题。功率单元采用模块化结构,所有的功率单元可以互换,维修也比较方便,每
个单元只有3 个输入,2 个输出电气连接端和一个光纤插头与系统连接,所以功率单
元的更换十分方便。采用功率单元自动旁路技术可使变频器在功率单元损坏的情况下
继续运行(降额运行),大大提高系统的可靠性。若采用冗余功率单元设计方案,即使
在功率单元损坏的前提下,还能满载运行。由于采用二极管整流电路,所以能量不能
回馈电网,不能四象限运行,主要应用领域为风机和水泵。如需要应用于要求能量回
馈的场合,需要把整流桥采用IGBT 做PWM 整流,但成本会大大提高。
3.2 多重化整流电路
将几个桥式整流电路多重联结可以减少输入谐波电流,采用自换相整流电路可以
提高位移功率因数。本变频器采用的就是多重化联结的自换相整流电路。多重化输入
变压器的设计方法很多,下面介绍其中一种多重化的原理。
在下面分析中不考虑变压器漏抗引起的重叠角,并且假设整流变压器各绕组的线
电压之比为1:1。为了分析方便,假定直流环节电流为恒定值,这个条件一般在电流
源型变频器中近似成立,在电压源型变频器中,直流环节电流则为脉动状。
1 移相30°构成的12 脉冲整流电路 图25 是这种电路的原理图,整流
变压器二次绕组分别采用星形和三角形联结,构成相位差30°,大小相等的两组电
压,接到二组整流桥。因绕组联结不同,变压器一次绕组和两组二次绕组的匝比如图
所示,为1:1: 3 。
图25 12 脉冲整流电路结构

图26 为该电路输入电流波形图。其中图c 的′
ab2 i 在图中未标出,它是
第Χ 组整流桥iab2折算到变压器一次侧A 相绕组中的电流。图d 的中输入电流iA 为图
a 的ia1和图c 的′
ab2 i 之和。
图26 12 脉冲整流电路电流波形
对图26 波形 iA进行傅利叶分析,可得其基波幅值A1和n 次谐波
幅值An分别如下:
d A I
π
4 3
1 =
k d I
k
A
π
4 3
12 1
1
12 1 ±
= ± (k=1,2,3…)
即输入电流谐波次数为11,13,23,25,35,37,…。其幅值与次数成反比而降
低。
该电路的其它特性如下:
输入电流有效值 d I 1.577I 1 =
输入电流总畸变率 THDi = 0.1522
位移因数cosϕ cosα 1 =
基波因数 ( 2) 0.9886 1 1 ν = A I =
功率因数 λ ν cosϕ 0.9886cosα 1 = =
2 移相20°构成的18 脉冲整流电路 图27 是其电路图,其中整流桥
采用简化画法。对于整流变压器来说,采用星形,三角形联结组合无法移相20°,这
里第I,III 绕组采用了延边三角形曲折联结。这种连接的每相由对应于一次侧不同相
的绕组串联而成,改变所取绕组的匝比可以实现任意角度的相移。以一次侧每相绕组
为1 时,通过求解图27 中第I 组桥a1相绕组的三角形可得图中绕组
Wx,Wy的匝数分别为

0.395
sin120
= sin 20 = °
°
x N
0.742
sin120
= sin 40 = °
°
y N
图27 18 脉冲整流电路结构
图28 为整流变压器一次侧输入电流波形iA,其基波和谐波幅值分别为:
d A I
π
6 3
1 =
k d I
k
A
π
6 3
18 1
1
12 1 ±
= ± (k=1,2,3…)
即输入电流谐波次数为17,19,35,37,53,55,…。其幅值与次数成反比而降
低。
图28 18 脉冲整流电路输入电流波形
 


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