高压变频器
发布时间：2009-09-22 来源：扬子工具集团 浏览次数:24708该电路的其它特性如下：
输入电流有效值 d I 2.351I 1 =
输入电流总畸变率 THDi = 0.1011
位移因数cosϕ cosα 1 =
基波因数 ( 2) 0.9949 1 1 ν = A I =
功率因数 λ ν cosϕ 0.9949cosα 1 = =
所以，通过两个相角差30°的变压器绕组分别供电的两个三相整流电路可构成12
脉冲整流电路，其网侧电流仅含12k ±1次谐波，类似地，通过依次相差20°的三个变
压器绕组分别供电给三个三相整流桥就可获得18 脉冲整流电路，其网侧电流仅含
18k ±1次谐波；通过依次相差15°的四个变压器绕组分别供电给四个三相整流桥就可
获得24脉冲整流电路，其网侧电流仅含24k ±1次谐波；通过依次相差12°的五个变压
器绕组分别供电给五个三相整流桥就可获得30 脉冲整流电路，其网侧电流仅含
30k ±1次谐波。
作为一般规律，以m个相位依次相差π 3m的变压器绕组分别供电给m个三相整
流桥就可获得6m脉冲整流电路，其网侧电流仅含6mk ±1次谐波，而且各次谐波的有
效值与其谐波次数成反比，而与基波有效值的比值是谐波次数的倒数。另外，其位移
功率因数均为cosα ，不随整流脉冲数的增加而提高，但基波因数随着整流脉冲数的提
高而提高，所以总体输入功率因数也跟着提高。对于二极管不可控整流电路而言，相
电流相对于相电压的滞后角α 一般小于15°，对应的位移功率因数大于0.966，所以采
用多重化(18 脉冲以上)的二极管整流电路，输入功率因数基本上保持在0.95 以上。
3.3 多电平移相式PWM 控制
功率单元结构如图22c 所示，变压器二次绕组经过熔断器，到三相二极管
整流桥的输入侧，整流后经滤波电容滤波形成直流母线电压，由于输入变压器阻抗设
计较大，所以直流环节不必设置低压变频器那样的预充电限流电阻。当功率单元额定
电压为690V 时，直流母线电压为900V 左右。逆变器由4 个耐压为1700V 的IGBT 模块
组成H 桥式单相逆变电路，通过PWM 控制，在T1 和T2 两端得到变压变频的交流输
出，输出电压为单相交流0-690V，频率0-50HZ(根据电机的额定频率，可以相应调
整，最高达120HZ)。对于额定电压为480V 的功率单元，直流母线电压为600V 左右，
可采用1200V 的IGBT 模块。对于额定电压为1275V 的功率单元，直流母线电压为
1800V 左右，可采用3300V 的IGBT 模块。
根据功率单元逆变电路结构可知，每个功率单元存在4 种不同的开关组合：Q1 和
Q4 同时导通，T1，T2 之间输出正的直流母线电压，Q2 和Q3 同时导通，输出负的直流
母线电压，Q1 和Q3 同时导通，或者Q2 和Q4 同时导通，输出电压为0。所以，4 种不
同的开关状态，输出3 种不同的电平，分别为+VDC，0 和-VDC。实际上，为了防止同
一桥臂上下管子同时导通，必须设定互锁延时，即存在一定的死区时间，在死区时间
内，上下桥臂IGBT 均处于截止状态，输出电压由输出电流的方向决定(电流方向决定
电流流经哪个续流二极管，从而决定输出电压极性)，严格来说，此时输出电压处于不
可控状态，当然也不外乎上述三种电平。由于单元内PWM 的载波频率较低，所以死区
电压引起的误差占的比例很小，可以忽略不计，不必采用象低压变频器那样的死区电
压误差补偿电路。
对于2300V 电压等级的变频器，每相由三个功率单元串联而成，串联而成的相电
压共有7 个不同的电平：0，±VDC，±2VDC，±3VDC。对于6KV 电压等级的变频器，则
有0，±VDC，±2VDC，±3VDC，±4VDC，±5VDC 共11 种电平，而对应的线电压则有21 个
电平，如图29 所示。而一般的三电平变频器输出相电压仅有3 种电平。输出电压电平
数越多，输出电压波形越接近正弦波。
图29 6KV 单元串联多电平变频器输出线电压电平
在PWM 调制时，采取移相式PWM，同一相中各串联功率单元的载波信号错开一定
的电角度，使得迭加以后输出电压的等效开关频率大大增加。对于6KV 的变频器，当
每个单元的PWM 载波频率为600HZ 时，输出相电压的等效开关频率为6KHZ，输出波形
等效开关频率的提高，有助于改善输出电压波形，降低电流谐波。由图24 所示的输出
电压和电流波形可知，电流波形的正弦度非常高。输出电压的谐波分量中，低次谐波
含量很小，谐波主要集中在与输出等效开关频率对应的高频范围。图30 显示了6KV 变
频器在满载时的输出电压频谱，谐波主要集中在6KHZ 左右范围内，且都在-25DB 以
下。从基波到4500HZ 的频率范围内，谐波幅值都在-45DB 以下。电机绕组电感的感抗
与频率成正比，所以高次谐波电压很难形成谐波电流，电感本身起到了很好的低通滤
波作用，输出总谐波电流失真基本在1%以内。
图30 单元串联多电平变频器输出电压频谱
下面以2300V 电压等级的变频器为例，分析多电平PWM 控制原理。
由于每相由3 个功率单元串联而成，根据图31，采用3 对(每对含正反相信号)依
次相移为120°的三角载波和参考波进行调制，参考波由主控系统给出。RU 表示U 相的
参考波形，载波频率为600HZ，当输出参考波频率为60HZ 时，每个参考波周期内刚好
有10 个载波波形。L1 为RU 与第一个载波(无相移)比较结果，当RU 大于载波时，L1
为高电平，RU 小于载波时，L1 为低电平。L1 用来控制U 相第一功率单元中左桥臂
IGBT Q1，Q2 的通断，L1 为高电平时，Q1 导通，Q2 截止，T1 为正直流母线电位，L1
为低电平时，Q1 截止，Q2 导通，T1 为负直流母线电位。RU 和第一个载波的反向信号
比较产生的R1 用于控制Q3，Q4 的通断，当RU 大于反向载波时，R1 为低电平，反
之，R1 为高电平。R1 为高电平时，Q3 导通，Q4 关断，反之亦然。由此可决定输出电
压波形，实际上，L1 与R1 之差，就代表了输出端T1 与T2 之间的电压波形，也即U
相第一单元的输出电压uU1。uU1具 有0，+VDC 和-VDC 三种电平。根据同样道理，uU2和
uU3 分别表示U 相的第二和第三功率单元的输出电压波形，它们是用移相120°和240°的
两对载波分别和U 相参考波RU 比较的结果。 uU1, uU2 和 uU3 串联相加，即得到U 相的
相电压输出波形 uUN， uUN 有7 个不同的电平。
图31 U 相电压形成
V 相和W 相的调制采用同样的原理，只是参考波RV，RW 依次相移120°。 uUN与
uVN 之差，形成电机线电压uUV。应该注意的是uUV是U 相对单元串接后形成的中心点N
的电压，而不是对电机中心点的电机相电压。
图32 UV 线电压形成
改变参考波的幅值和频率，即可实现变压变频的高压输出。实际上，为了提高电
压利用率，参考波并非严格的正弦波，而且是注入一定的谐波(比如三次谐波)，成为
“马鞍形”的波形(图33)，以降低参考波峰值，而三次谐波电压是共模电压，电机内
部不会产生电流，所以不会影响电机的运行。
图33 马鞍形参考电压
对于3300V 电压等级的变频器，每相由4 个功率单元串联而成，采用4 对依次相
移为90°的三角载波和参考波进行调制。对于电压等级为4160，6KV 和10KV 的变频
器，则采用5 对依次相移为72°的三角载波。
功率单元旁路技术，是在每个功率单元输出端T1，T2 之间并联一个双向SCR(或
反并联2 个SCR)，当功率单元发生故障时，封锁对应功率单元IGBT 的触发信号，然
后让SCR 导通，保证电机电流能流过，仍形成通路。当然，为了保证三相输出电压对
称，在旁路故障功率单元的同时，另外二相对应的二个功率单元也同时旁路。对于
6KV 的变频器而言，每相由5 个功率单元串联而成，当每相1 个单元被旁路后，每相
剩下4 个功率单元，输出最高电压为额定电压的80%，输出电流仍可达到100%，这
样，输出功率仍可达80%左右，对于风机，水泵等平方转矩负载而言，转速仍可达92%
以上，基本能维持生产要求，大大提高系统运行的可靠性。然后可以在生产允许的条
件下，有准备地停止变频器，更换新的功率单元或对单元进行维修。如果负载十分重
要，还可以进行冗余设计，安装备用功率单元。例如，对6KV 的变频器，本来每相由
5 个功率单元串联而成，现可以设计成每相6 个功率单元串联，正常工作时，每个单
元输出电压仅为原来的5/6，如果出现功率单元故障，一组单元(每相各一个)被旁路
后，单元的输出电压恢复正常，总的输出电压仍可达到100%，变频器还能满载运行。
在高性能控制策略方面，国际先进厂家已采用无速度传感器矢量控制和速度闭
环矢量控制。能驱动同步电动机和多绕组电动机。能实现变频驱动和电网直接驱动
的无扰切换（同步切换）。国内目前大部分产品为V/F 控制。上海艾帕电力电子有
限公司已在国内率先开发成功无速度传感器矢量控制高压变频器，可达到的技术指
标为：调速范围100:1，稳态转速精度0.5%，转矩线性度7%，转矩响应
750rad/s，转速响应30rad/s。综合性能指标达到国际先进水平。
4 高压变频器对电网及电机的影响
4.1 高压变频器对电网的影响
本节主要从使用高压变频器后对电网的谐波污染，功率因数的影响等方面讨论高
压变频器对电网的影响。变频器对电网的影响主要取决于变频器整流电路的结构和特
性。
4.1.1 高压变频器对电网的谐波污染
近年来，高压变频器的应用越来越广泛，由于高压变频器容量一般较大，占整个
电网的比重较为显著，所以高压变频器对电网的谐波污染问题已经不容忽视。许多场
合由于采用了输入谐波电流较高的变频器，产生了严重的谐波污染问题。从本质上而
言，任何高压变频器或多或少会产生谐波污染，只是程度不同而已。解决谐波污染的
办法有二种：一是采取谐波滤波器，对高压变频器产生的谐波进行治理，以达到供电
部门的要求，也即通常所说的“先污染，后治理”的办法，二是采用产生谐波电流较
小的变频器，变频器本身基本上不对电网造成谐波污染，即所谓的“绿色”电力电子
产品，从本质上解决谐波污染问题。国际上对电网谐波污染控制的标准中，应用较为
普遍的是IEEE519 -1992，我国也有相应的谐波控制标准，应用较为广泛的是国标
GB/T14549-93 《电能质量 公用电网谐波》。
图34 为电流源型变频器中常用的6 脉冲晶闸管电流源型整流电路结构。图35 为
该电路典型的输入波形，输入电流中含有很高的谐波分量，输入电流的5 次谐波可达
20%，7 次谐波可达12%(图38)。由于晶闸管的快速换相，还会产生一定的高次谐波
(相对二极管整流电路而言)，可达35 次以上，高次谐波会对电话等通信线路产生一定
的干扰。整流电路总的谐波电流失真约为30%，所以一般要设置输入谐波滤波器。滤
波器体积庞大，且影响系统的效率，额外增加投资，滤波器的设计与电网参数和负载
工况都有关系，一旦参数和工况发生变化，滤波器又得重新调整，十分不便，且影响
滤波效果。
图34 6 脉冲晶闸管整流电路
图35 6 脉冲晶闸管整流电路输入波形
在图36 中，整流器由二组晶闸管整流桥串联而成，分别由输入变压器的二组副
边(星型和三角形，互差30°电角度)供电。如变压器的二次侧交流电压为2000V 时，
每组整流桥能产生最高2800V 左右的直流电压，二组整流桥串联后直流电压约为
5600V。在每组整流桥中可以采用单个额定电压为5KV 的晶闸管，避免了器件的直接串
联，这是12 脉冲整流电路带来的一大优点。这种整流电路的另一优点是把整流电路的
脉冲数由6 提高到12，从而大大改善了输入电流波形(图37)，降低了输入谐波电流，
总谐波电流失真约为10%左右(图38)。虽然12 脉冲整流电路的谐波电流比6 脉冲结构
大大下降，但还不能达到IEEE519-1992 标准规定的在电网短路电流小于20 倍负载电
流时总谐波电流失真小于5%的要求。因此，一般也要安装谐波滤波装置。12 脉冲结构
时采用的输入变压器还可起到承受变频器产生的绝大部分共模电压的作用，使电机绝
缘不受影响。当然，变压器在设计时也要考虑能够承受原边和副边的谐波电流。
图36 12 脉冲晶闸管整流电路
图37 12 脉冲晶闸管整流电路输入波形
图38 晶闸管整流电路的输入谐波电流
在电流源型变频器中，一般利用电流环通过调节晶闸管的触发角，进一步调节直
流整流电压来实现对直流环节电流的闭环控制，当滤波电抗器较小时，电流脉动增
加，电流环的控制作用会恶化，各个晶闸管的导通时间会不一致，这种情况下还会产
生不规则的谐波分量。
图39 显示了另一种整流电路结构，整流电路由2 组6 脉冲的二极管整流桥
串联而成，采用大电容进行滤波，形成电压源型整流电路结构。
二极管目前工业应用最高电压为6000 左右，二极管的正向压降很低，6000V，
3700A 的二极管，正向压降可低到1.7V。电网电压较高时，可采用二极管串联。也可
采用图39 所示的整流桥串联，在实现多重化同时，避免器件直接串联。
在整流桥输出和滤波电容之间可以串入直流电抗器，这样可以减少输入电流的谐
波分量，然而也会带来弊端，影响滤波电容对变压器输入浪涌电压的吸收效果。由于
整流后直流电压基本保持恒定，所以输出侧逆变器必须采用PWM 控制。二极管整流电
路的输入谐波电流取决于电网侧阻抗和直流电抗器的大小。由于采用二极管不可控整
流，换流在对应线电压最小时发生，导致di/dt 非常小，尤其当电源侧阻抗较大时，
换流更加缓慢，使高次谐波电流相对于晶闸管整流电路大大降低。图40 显示了12 脉
冲二极管整流电路典型的输入波形。图41 显示了在5%阻抗源的情况下，6 脉冲和12
脉冲二极管整流电路的输入谐波电流。为了满足IEEE519-1992 对应的5%的谐波电流
失真的要求，6 脉冲结构需要设置谐波滤波器。由于二极管整流电路的谐波分量随着
谐波次数的增加急剧下降，所以采用12 脉冲整流结构后，二极管整流电路的谐波失真
会大大降低，可接近7%左右。
图39 12 脉冲二极管整流电路
图40 12 脉冲二极管整流电路输入波形
图41 二极管整流电路输入谐波电流
晶闸管整流电路和二极管整流电路除了6 脉冲结构和12 脉冲结构外，还可以采
取更高脉冲数的结构，如18 脉冲，24 脉冲，输入谐波也会随着降低，但会导致系统
结构复杂，成本增加。
大多数PWM 电压源型变频器都采用二极管整流电路，如果整流电路也采用PWM 控
制，则可以做到输入电流基本为正弦波，谐波电流很低。当然系统的复杂和成本也大
大增加了。
单元串联多电平变频器采用多重化结构，输入脉冲数很高。比如6KV 电压等级的
变频器，输入为30 脉冲整流结构，总的谐波电流失真可低于1%，不加任何滤波器就
可以满足电网对谐波失真的要求。
4.1.2 高压变频器的输入功率因数
在晶闸管电流源型整流电路中，中间直流环节的电压正比于电机线电压额定值乘
以运行点电机实际的功率因数，再乘以转速百分比。所以直流环节电压会随着转速的
下降而很快降低，整流电路晶闸管的触发角必须后移，这样导致输入功率因数很快下
降。另一个解释是，由于电流源型变频器的整流器电流和逆变器电流一般相等，负载
所需的无功电流会直接“反射”到电网，导致输入功率因数较低。
也可以从能量转换角度来分析这个问题。
根据变频器输入，输出功率关系，有in in in out out out U I cosϕ η =U I cosϕ ,
对电流源型变频器，一般in out I = I ,所以
in out in out nom out cosϕ =U /U η cosϕ = f / f η cosϕ
可见普通电流源型变频器的输入功率因数较低，且会随着转速的下降而跟着线性
下降，为了解决输入功率因数较低的问题，往往需要设置功率因数补偿装置，同时也
起到消除部分谐波电流的作用。功率因数补偿装置既增加成本和体积，又降低了系统
的效率和可靠性。在使用电流源型变频器的场合，由于存在谐波，在一定的参数配合
下，功率因数补偿电容可能引起并联谐振现象，危及电容器本身和附近电气设备的安
全，因此，并联电容组的设计中必须考虑谐波放大问题，通常可采取避开谐振点的方
法，即无论是集中补偿和分散就地补偿的电容器组均要串联适当的电抗器。
二极管整流电路在整个运行范围内都有较高的功率因数，基波功率因数一般可保
持在0.96 以上(这是指位移因数，或称基波功率因数，实际功率因数由于谐波的存
在，还必须再乘以基波因数，会有所下降)，一般也不必设置功率因数补偿装置。由于
直流环节滤波电容的存在，负载所需的无功电流可以在逆变器功率器件的开关周期内
通过续流二极管瞬时由滤波电容提供，所以一般不会反映到整流器输入侧，导致输入
功率因数较高。由于输入功率因数较高，输入变压器和整流器所需处理的电流下降，
有利于提高系统的整体效率。
采用全控型电力电子器件构成的PWM 型整流电路，其功率因数可调，可以做到接
近为1，根据要求，也可做成超前的功率因数，对电网起到部分无功补偿的作用。
单元串联多电平PWM 变频器功率因数较高，实际功率因数在整个调速范围内可达
到0.95 以上。
总之，采用晶闸管整流的电流源型变频器(包括6 脉冲结构和12 脉冲结构)有较
大的输入谐波电流，一般要设置输入谐波滤波器以满足电网谐波失真的要求，或者采
取更高输入脉冲数的结构。其输入功率因较低，且会随着转速的下降而降低，一般都
要设置功率因数补偿装置。二极管整流的电压源型变频器在6 脉冲输入结构时，输入
谐波电流较大，需要采取滤波措施，12 脉冲结构时，谐波电流失真接近标准要求，在
要求不是很高的场合可以直接使用。其输入功率因数较高，一般不必采用功率因数补
偿装置。采用全控型电力电子器件的PWM 型整流电路，输入谐波很低，功率因数可
调，不必采取谐波滤波器和功率因数补偿装置，属于“绿色”电力电子产品，但由于
其成本相对较高，应用受到限制。单元串联多电平PWM 变频器输入谐波电流很低，功
率因数较高，也属于“绿色”电力电子产品，具有较大的应用前景。
4.2 高压变频器对电机的影响
本节主要从高压变频器输出谐波引起谐波发热和转矩脉动，输出dv/dt，共模电
压，噪声等方面讨论高压变频器对电机的影响及解决办法，以及变频专用电机的设计
要点。高压变频器输出对电机的影响主要取决于逆变电路的结构和特性。美国的NEMA
标准 MGI-1993 中对电机谐波发热，dv/dt 和共模电压等方面有相应的规定。
4.2.1 输出谐波对电机的影响
输出谐波对电机的影响主要有：谐波引起电机附加发热，导致电机的额外温升，
电机往往要降额使用。由于输出波形失真，增加电机的重复峰值电压，影响电机绝
缘，谐波还会引起电机转矩脉动，噪音增加。
高次谐波引起的损耗增加主要表现在定子铜耗，转子铜耗，铁耗及附加损耗的增
加。其中影响最为显著的是转子铜耗，因为电机转子是以接近基波频率旋转速度旋转
的，因此对于高次谐波电压来说，转子总是在转差率接近1 的状态旋转，所以转子铜
耗较大，而且在这种状态下，除了直流电阻引起的铜耗外，还必须考虑由于集肤效应
所产生的实际阻抗增加而引起的铜耗。
普通的电流源型变频器输出电流波形和输入电流波形极为相似，都是120°的方
波，含有丰富的谐波成分，总谐波电流失真可达到30%左右。为了降低输出谐波，也
有采用输出12 脉冲方案或设置输出滤波器，输出波形会有较大改善，但系统的成本和
复杂性也会大大增加。输出滤波器换相式电流源型变频器固有的滤波器可以起到一定
的滤波作用，所以速度较高时，电机电流波形有所改善。GTO-PWM 电流源型变频器输
出电流质量的提高主要通过GTO 采用谐波消除的电流PWM 开关模式来实现，但受到
GTO 开关频率上限的限制。
三电平变频器与普通的二电平PWM 变频器相比，由于输出相电压电平数增加，每
个电平幅值相对下降，提高了输出电压谐波消除算法的自由度，在相同开关频率的前
提下，可使输出波形质量比二电平PWM 变频器有较大的提高，但输出电压谐波失真仍
达29%，电机电流谐波失真达17%，必须采取专用电机，如要采用普通电机，必须设置
输出滤波器。
对于单元串联多电平变频器，当输出电压为6KV 等级时，典型的输出电压总谐波
失真小于7%，大大低于普通的电流源型变频器和三电平变频器，而且，由于采用了多
电平移相式PWM 控制，输出谐波的频率主要集中在4.5-7.5KHZ 范围内，且都低于
5%。对于一般的异步电机，工频时阻抗为16%左右，所以对于5KHZ 的谐波而言，其阻
抗约为1600%，所以产生的各次谐波电流均小于0.3%，符合MGI-1993 小于1%的要
求，电机基本不会产生附加的谐波发热，噪音和转矩脉动，所以不必设置输出滤波
器，可以直接使用普通的异步电机。
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